-
Fototrend
Ez itt, az elektronikával hobbiból foglakozók fórumtémája.
Lentebb összegyűjtötttem néhány elektronikával kapcsolatos, hasznos linket.
Új hozzászólás Aktív témák
-
#103053
And
veterán
tordaitibi
#103051
And
veterán
válasz
tordaitibi
#103051
üzenetére
"3,25 a szorzó"
Ha az átváltást e helyett a valós 3,6-es értékkel végzed el, rögtön a helyére, a #103044-ben említett tartományba kerül az adat: 9,82 kWh/m3. -
And
veterán
válasz
Reggie0
#102618
üzenetére
Így! Egy 30 éves (!), 1 kiloword programtárral ellátott mikrokontrollerről beszélünk, aminél még az is csoda, hogy egyáltalán gyártásban tartják. Mai utódai - ugyanebben a sorozatban - ennél az ősi típusnál sokkal különbek, töredékáron.
Nyilván vannak korlátaik, de kár lenne rájuk úgy tekinteni, mintha erősen kifutott típusokról lenne szó, amelyeket már csak megszállott hobbi felhasználók vesznek, mert ez nem igaz. -
And
veterán
válasz
troll81
#102475
üzenetére
Ezek a leírásuk és az értéktartományuk szerint sem fólia-, hanem unipoláris elektrolit kondenzátorok. Az adott alkalmazásban nem véletlenül vannak az előbbiek, az ne zavarjon meg, ha esetleg a hengeres kivitel helyett csak téglatest formájút találnál. Az sem követelmény, hogy a két példány egyforma legyen, ha a másiknak nincs baja, nem nyúlnék hozzá.
-
And
veterán
válasz
zolnagy
#102448
üzenetére
Nézd meg az adatlapot, és próbáld meg azonosítani a bekötéseket. Nekem pár dolog szemre stimmel, de a jelölőkód a linkelt pdf-nél nem ugyanaz (igaz, az más is lehet: másik gyártó adatlapját is láttam, de az sokkal silányabb, és egyáltalán nem ad jelölést a tokhoz). A lábszámozás mindig a bal alsó pinnel indul, ha a felirat orientációja normális, ahogy a fotón is van. A 4-es (amit te 1-nek jelöltél) a táp, a 2-es a 0V / GND. Az 1-es és az 5-ös a státuszledeket vezérlő open drain-es kimenetek, a ledek katódjaira csatlakoznak. A 6-os (bal felső) a PROG, amin egy ellenállás lóg a 0V felé, esetedben talán az 512-es jelzésű (5.1 kΩ-os) az, ami 200 mA-es CC-töltőáramot eredményez. A 3-as pedig az akku pozitív sarkára van kötve. Ha ez mind oké, akkor van esélye, hogy pótolható.
-
And
veterán
válasz
zolnagy
#102430
üzenetére
A tippem az, és a környező alkatrészek is arra utalnak, hogy a piros keret mellett közvetlenül balra található SOT23-6 tok (CCC.. jelöléssel) egy lineáris Li-ion töltésvezérlő, valami TP4057-szerű kivitel, bár a jelölőkódból nem egyértelmű. A panel tetején lévő két víztiszta tokba szerelt led (a GL felirat mellett) e töltőáramkörnek a státuszait jelzi vissza, ha jól gondolom. Ha az akku a helyén, és az USB-tápot rádugva ezen ledek egyike sem villan fel, akkor gyanús, hogy ez a vezérlő hibás.
"Egyébként az említett akksi amúgy sem lenne kompatibilis [..]"
Valószínűleg azzal nem lenne gond, a csereakku belső védelemmel ellátott, a harmadik - sárga - vezeték pedig lehet pl. belső hőszenzor (NTC, a fekete /GND/ vezetékhez mérve szobahőmérsékleten 10...50 kΩ nagyságrendben), amit az eredeti lámpa nem igényel.
A keretezett C1 kapac közvetlenül az USB 5V-ján lenne, annak hiánya szinte biztosan nem okoz ilyen töltési problémát. -
And
veterán
Itt az eredeti gyártó (UTC) adatlapja: [link]. Ebből kiderül, hogy ez egy fix 1,2V / 1A-es kivitel, talán DPAK / TO-252 tokban (esetleg TO-263, ez a fotóról nekem nem egyértelmű, de a valódi méretéből kiderül), GND, Out, In lábkiosztással. Helyettesíthető pl. ezzel az ST-gyártmánnyal: LD1117DT12CTR (DPAK), bár utóbbi csak 800 mA-es, és eddig az ismertebb hazai forgalmazóknál nem, csak a mouser.com-on találtam.
Az Aliexpress-nél is érdemes körülnézni, ha nem sürgős. Ott talán az eredetit is megleled. -
And
veterán
válasz
lanszelot
#102191
üzenetére
Több baj is van vele (pontosabban volna, ha megvalósulna). Az első és legfontosabb, hogy életveszélyes. Nincs galvanikusan leválasztva a hálózatról, de ha ez meg is történne, még mindig sok száz voltos potenciálkülönbségek lennének az egyes pontjai között. Az így kapott "3V"-os és "5V"-os feszültségek a gyakorlatban hasznosíthatatlanok volnának, vagy legalábbis igencsak korlátozottan lehetne bármit is kezdeni velük. Az R2-es pedig közel egy wattnyi hőt disszipálna, de ez az előzőek mellett már nem sok vizet zavarna.
-
And
veterán
Sokat számít a kapacitás, de megenné a fene úgy általában a kvarcra alapozott oszcillátorokat, ha 10...20 pF-dal százalékokat lehetne elhúzni azokat. 2-3 nagyságrenddel kisebb elhangolás a reális. Néhány száz ppm-nél (azaz pár század százaléknál) nagyobb mértékű elhangolás egyszerűen nem fog menni.
-
And
veterán
"Nézegettem ennek a Holteknek az adatlapját, ott 10pF írnak a 32768kHzkvarchoz. De ez a mikrokontrollertől függ, vagy a kvarctól?"
Mindkettőtől. A kvarcra megadják, hogy milyen terhelőkapaccal működik jól, az adott hibahatáron belül. Az oszcillátorra meg specifikálhatják azt, hogy mennyivel terhel. De ez az egész csak legfeljebb néhány 100, inkább 10 ppm-es nagyságrendekről szól, te pedig sok százaléknyi hibát említettét. Ekkora eltérést kapaccal már bőven lehetetlen behúzni, ott máshol kell a problémát keresni. Például a szoftverben. -
And
veterán
válasz
lanszelot
#102027
üzenetére
De egy teszt idejére csak tudsz neki 5 V-ot adni. Azt írtad, breadboard-on van összedobva. Ha úgy működik, akkor javaslom, hogy az LM358 helyett használj olyan OPA-t, amelyiknél nincs annyira behatárolva 3V-os táp mellett a ki- és bemenetek lehetséges tartománya. Pl.: MCP6061, MCP6001, MC33201, stb. Ezek mind rail-to-rail ki / bemenettel rendelkező típusok, némelyik 2V alatti táppal is elvan alacsony sajátfogyasztás mellett.
-
And
veterán
válasz
lanszelot
#102019
üzenetére
Addig oké, hogy az LM358 3 voltos táppal már elmegy, de az a nagyon minimum, és azt sem árt figyelembe venni, hogy a kimenete már minimális terhelőáram esetén sem tudja másfélt voltnál jobban megközelíteni a pozitív tápot (Vcc). Vagyis ebben a kapcsolásban 3V-os Vcc esetén az OPA kimenete legfeljebb 1,5V potenciálra kerülhet.
"Ha tranzisztor előtt zárom az áramkör akkor világítanak a ledek"
Ilyenkor mit zársz hová? A tranzisztor bázisellenállását emeled 3V-ra?
Első körben az R8-at is fix 10k-ra cserélném, emelném a tápfeszt pl. 5V-ra, a ledek soros ellenállásait is megnövelném (teszthez egy led is elegendő), és ellenőrizném, hogy történik-e szintváltás az OPA kimenetén, mikor a potméter félállás közelében van. -
And
veterán
válasz
Batman2
#101798
üzenetére
Erre annyi a válasz, hogy mivel két n-csatornás fetet vezérel az IR2153, a felső (high side) fet nyitófeszültségét a kapcsolt, esetenként sok száz voltos rendszer feszültsége fölé kell emelni, hogy az kinyisson. Hasonló okból nem lehet a VS sem a GND/COM potenciálján, hiszen akkor a felső fet nyitófeszültsége irdatlan nagy értékre adódna, amit nem viselne el. Utóbbi nem lenne probléma, ha csak 12V-os rendszerben működne, mint a legutóbbi rajzodon (bár van olyan mosfet, amelyik 20 helyett csak max. 8V-os Ugs-t visel el, ), de a bootstrap akkor is kellene a vezérelhetőség miatt.
-
#101231
And
veterán
rednifegnar
#101220
And
veterán
válasz
rednifegnar
#101220
üzenetére
Sok RS485-alapú hálózattal és azokon belül több kommunikációs protokollal találkoztunk már. Elég igénytelen, de még így is lehet vele szívni, ha kellőképpen hosszú és nem megfelelően kivitelezett a hálózat. Ehhez még csak túl nagy adatsebesség / távolság sem kell, messze az adott távon elérhető bitráta alatt is lehet gond. Többféle differenciális meghajtó létezik hozzá UART felől, a klasszikus SN75176-tól kezdve az automatikus adatirány kezelésére képes típusokig.
-
And
veterán
válasz
lanszelot
#101140
üzenetére
"hogy csináljam hogy az LRD minimális ellenállás változására felkapcsoljanak a ledek?"
Ez a kapcsolás pont ezt csinálja, csak épp hiszterézis nélkül. Magyarán a kapcsolási pont környékén előfordulhat, hogy sűrűn ki-be kapcsolgat, és ezt a jelenséget akár a vezérelt ledekről az LDR-re visszajutó fény is kiválthatja.
Mod: vagy arra gondolsz, hogy a potméterhez sem fogsz hozzáférni összeszerelés után? Mert úgy nem lesz egyszerű, az LDR-ek karakterisztikája nem egyforma, még azonos típuson belüli példányoknál sem egyezik tökéletesen. -
And
veterán
"a DCF-es adótorony nonstop nyomja a pontosidő jelét"
Így van, egy perces időkerettel és 1 bit/sec adatsebességgel folyamatos az adás, így ha van jó vételi szint, legrosszabb esetben két perc alatt sikeres lehet a szinkronizálás. Az adatkeret a hibás vétel ellen tartalmaz némi védelmet, három helyen is van az adatkeretben 1-1 paritásbit. Nálam szintén AA-elemről megy a többségük, de a vétellel láthatóan mindegyik spórol, a 20+ éves példányt beleértve. Van napelemes, belső gombakkuval ellátott, az is csak hajnalban próbálkozik a vétellel. Olyankor sokkal nagyobb az áramfelvétel, mint normál működés közben. De sosem láttam még egy napon belül, hogy sikeres vételt jelezve akár egyetlen másodpercet is szétcsúsztak volna. De tuti lehet olyan ócska konstrukciót készíteni, hogy ez megtörténjen
. -
#101098
And
veterán
rednifegnar
#101094
And
veterán
válasz
rednifegnar
#101094
üzenetére
Nem számol az semmit. Ha a különböző példányok belső eredő kapacitásai megegyeznek (ami feltételezhető), akkor önmagában az RTC áramkör cseréje pont a legkevesebbet változtat az eredményen, ha a külső alkatrészek + a rezgőkvarc ugyanazok maradnak.
#101095: A eltérés mértéke két dologtól függ. Az első, hogy mennyi idővel azelőtt történt a szinkronizáció, mielőtt rájuk néztél. Nem tudom, ez mennyire egységes, de az én DCF-es óráim az utolsó sikeres vételt követő 24 órán keresztül jelzik a szinkron meglétét, és takarékossági okokból csak éjszaka néhány alkalommal próbálkoznak a vétellel. Lehet, más típusok sokkal hosszabb ideig, akár napokig (?) kijelzik a sikeres vételt. A másik ok az alap kvarcóra hibája, ami a szokásos olcsó kiviteleknél elég nagy is lehet.
JulianSinulf: visszatérve a kvarc melletti külső (terhelő) kapacitásokra. Egy normálisabb kvarckristály adatlapján megadják, hogy mekkora C_load szükséges az adott típus mellé, amely mellett az az adott hibán belül működik, úgyhogy már csak ezért is szükségesek azok a kondenzátorok. 32 kHz-es példányoknál a jellemző érték 6..13 pF körüli. Mivel ez több kapacitás eredőjét, többek között a direkt beépített külső kondik soros kapcsolását jelenti, utóbbiaknak a szükséges eredőnél nagyobb értékűeknek kell lenniük a pontos frekvenciához. Valószínű a nálad tapasztalt sietés az az alacsony C_load eredménye. A konkrét RTC-típus ehhez annyiban kapcsolódik, hogy a DS1302 olyan kristályok mellé való, amelyeknél a megkívánt C_load értéke 6 pF, ebben az esetben elvileg nem szükséges külön beépíteni azt a két példányt. De az olcsó kvarcok alaphibája eleve nagy, tehát a külső terhelő kapacokkal nem veszthetsz semmit, csakis nyerhetsz velük. -
#101092
And
veterán
JulianSinulf
#101091
And
veterán
válasz
JulianSinulf
#101091
üzenetére
[..] ami az én mérési eredményem alapján pont a jó értékre tolja el azt.
Annyira tolja el, hogy már a saját mérési eredményeid között is akad 0.4 Hz eltérés attól függően, hogy a kvarc melyik kivezetésén mérsz. Ez ugye nem tűnik soknak, csak 12 ppm, de elég jól rámutat, hogy a mérés maga meghamisítja az eredményt, mert belátható, hogy elvileg azonos értéket kellene mérjél mindenhol. Azt pedig nem lehet tudni, hogy ha nem lenne ott a mérőcsúcs, akkor mennyi lenne a terheletlenül mért frekvencia. A mérővezeték odaérintése pont ugyanazt a hatást váltja ki, mint a kristály melletti kapacitások megnövelése, vagyis amit a trimmer kapacitás beépítésével is elérnél.
"A gondom csak az, hogy ezek szerint nem kell arra számítanom, hogy méréssel bármelyiket is be tudom állítani megfelelően, ez csak megfigyeléses úton tud működni."
Igen, erre gondoltam. A pufferelt kimenet alatt olyan pontot kell érteni, amelyet rámérve (azt a pontot akár minimálisan terhelve) sem változik meg tőle az oszcillátor frekvenciája, mert nem hat vissza a rezonanciát meghatározó elemre, ami jelen esetben a kvarckristály. Példa: [link], itt van egy leválasztó vagy pufferfokozat (U2), amelynek a kimenetén mérhetsz nyugodtan frekvenciát, attól nem fog módosulni az értéke. De ha közvetlenül a kristály kivezetésein tudsz csak mérni, akkor bizony a mérés (a mérővezeték által hozzáadott minimális kapacitás) nagyon kis mértékben ugyan, de félrehangolja az oszcillátort. A baj az, hogy egy csomó hasonló kvarcoszcillátoros IC-nél nem férsz hozzá ilyen leválasztott ponthoz. A tokon belül szinte biztosan létezik, hiszen szükség van rá, de nincs külön kivezetve.
"A DS1302 esetén még olvastam arról is, hogy nem igényel extra kondenzátort, vagyis a két 10pF elvileg felesleges oda."
Szinte az összes integrált kvarcoszcillátorral szerelt tok működik ezek nélkül a plusz terhelő kapacok nélkül is. A pin-ek maguk is szórt kapacitások pár pF-os nagyságrendben, és a tokon belül is lehetnek ilyen nagyságrendű kondenzátorok. A DS1302 konkrétan 6 pF-ot említ, amelyet legalább részben a szórt (parazita) kapacokból ered. Ezek segítik az oszcillátor működését, gyorsíthatják az indulását is. A 32 kHz-es nagyságrend mellett ennél nagyobb kapac-értékek is elférnek, és pont ez teszi lehetővé, hogy be lehessen építeni plusz hangoló elemet, forgókondenzátort.
Egyébként ha mérni is tudod, akkor is problémás lehet azzal beállítani, pont a nagyságrendek (a mérési felbontás ill. a mérőműszer hibája) miatt. -
#101087
And
veterán
rednifegnar
#101086
And
veterán
válasz
rednifegnar
#101086
üzenetére
A DS1302 cseréjével nem érdemes foglalkozni, magad is idézed, hogy miért. A 32 kHz-es órakvarcok alap pontossága olyan, amilyen, a linkeden is 30 ppm-et említenek. Nem az árával van gond, de ha szerez egy másikat, annak is lehet ugyanakkora eltérése. Ez legrosszabb esetben napi 2.6 másodpercet, vagyis havonta egy percnél is bőven nagyobb hibát jelenthet. Nem kell félni attól a - legalább részben, egy fix értékű kapaccal párhuzamosan kapcsolt - trimmer hangoló kondenzátortól. Régebben sokkal gyakrabban lehetett rajzokon ilyet látni, de attól, hogy jelen esetben nem tervezték oda, még tud segíteni a dolgon. Lásd pl.: [link]. Egy kvarckristálynál mellesleg jelentkezik az öregedés is, ami hosszabb idő, sok ezer óra utáni elhangolódást takar. Az említett trimmer kapacitással azt is lehet kompenzálni. A lényeg, hogy az eltérést hiába próbáljuk oszcilloszkóppal vagy direkt frekvencia vagy periódusidő méréssel megállapítani, mert ha azt közvetlenül a kvarckristály kivezetésein tesszük, nem vezet eredményre. Ráadásul ilyen relatív alacsony frekvenciánál a hiba is 1 Hz-en belül lesz, ami nem tűnik soknak, de végül a korábban említett napi / havi csúszást eredményezheti.
-
#101079
And
veterán
JulianSinulf
#101075
And
veterán
válasz
JulianSinulf
#101075
üzenetére
Az a baj ezzel a méréssel, hogy maga a mérőfej is terheli minimum néhány pF-dal a kristályt, még akkor is, ha 1:10 osztós (ha meg az sincs benne, akkor pláne), mod: elhúzva ezzel a rezonanciapontot, végső soron meghamisítva a frekvencia mérését. Látni a külső terhelő kapacokat a kristály mellett, talán C2 jellel, elég rossz minőségűek a képek. 10 pF körüli értékük van, ezek közül ha az egyiket egy pár pF-os trimmer kapacitással egészíted ki párhuzamosan, akkor jó esetben lehet pontosítani az kvarcoszcillátort.
"Tízezred pontosságig mér."
A mérés felbontása továbbra sem egyenlő a pontossággal.
#101077: Nem gondolnám, hogy a pontatlanságot maga az RTC vagy annak konkrét típusa okozza. Nyilván nem teljesen egyforma a különféle kiviteleknél az integrált oszcillátor kialakítása, de az említett C_load változtatásával be lehet húzni jó esetben bármelyiket. De nem a kvarc / oszcillátor pineken kellene mérni, hanem az oszcillátor pufferelt kimenetén, ha van olyanja. A DS1302-nél ilyen - úgy tűnik - nincs, de némi kísérletezés árán meg lehet oldani, legfeljebb nem lesz gyors a módszer. -
And
veterán
válasz
ekkold
#100885
üzenetére
Közvetlen tapasztalat nincs, de akadhatnak velük problémák. A belső konverter miatti relatív nagy önkisülés és az, hogy az elem merülése a stabil kimenőfesz miatt nem látszik, csak kellemetlenség. Nagyobb gond lehet az áramlimit. Más típusnál erre 2A-t adtak meg. Az a kérdés, hogy ezt túl lehet-e lépni pl. bekapcsolt kijelző mellett, vaku töltésénél.
-
And
veterán
válasz
btraven
#100384
üzenetére
"Az erősítők mindenképpen 100k ellenállást látnak?"
Nyilván nem, hiszen a Q1 is igényel némi meghajtó áramot, és a D1 nyitófeszültségét elérve az is kezdi szépen levágni a negatív félhullámokat, vagyis olyankor áram folyik rajta.
Itt láthatsz egy hasonló, de korrektebb kapcsolást: [link]. A kiegészítő 'bootstrap' nélkül is elég érzékeny, 500 mV rms már teljesen kivezérli, és kellően nagy, 10kohm feletti impedanciával fogadja a bemeneti jelet. Itt az első fokozat az előzővel ellentétben nem egy NPN emitterkövető, hanem egy PNP bipolár, közös emitteres kapcsolásban, vagyis tisztességes erősítést produkál. -
And
veterán
válasz
Reggie0
#100380
üzenetére
"Emiatt ahhoz, hogy 100mA legyen a Q1 bazisan 14V-nak kell lennie a bemeneten."
Igen, nagyságrendben a szimuláció is hasonló értéket adott, a teljes kivezérléshez meg még ennél is több V-tal nagyobbat.
btraven: növelheted a tápfeszt, de az nem fog változtatni azon, hogy ez a kapcsolás abszolút nem vonalszintű (100mV-os nagyságrendű) jelekhez való. A táppal együtt ráadásként a ledekkel soros 120 ohmos áramkorlátozókat is növelni kell. -
And
veterán
válasz
Reggie0
#100377
üzenetére
Azért a Q1 emittere és bázisa valószínűleg kevéssé szeretné a bőven 100 mA feletti áramokat. Eleve bazi nagy jel kell a teljes kivezérléshez, és a táp feletti bemenőjel elég gyorsan ennyire növelné a puffer tranzisztor áramát. Ennek jelentős része rögtön átmenne az első, majd sorban a többi fokozat diódáin is.
Ribi: "Nyilván megmondják, hogy 5V a javasolt max bemenet, aki fölé megy az vessen magára."
Oké, de akkor mi az értelme annyi fokozatot betenni, amelyek értelmes körülmények között sosem lesznek kihasználva? Szimuláció szerint a 6. ledig 'ér el' a kivezérlés, ha a bemeneti csúcs eléri a tápfeszt. -
And
veterán
Ettől függetlenül ennyi fokozattal és ilyen alacsony tápfeszültséggel már hamarabb előáll az a helyzet, amit Reggie0 említ: 5V-os csúcsértékű bemenetnél az első hat fokozatnál lesz értelmezhető ledáram, e feletti szintnél pedig a bemeneti forrás durván túlterhelődik. Úgyhogy ez a kapcsolás ebben a formában erősen sántít.
-
And
veterán
Ahogy gondolod. De a dolog problémásabb annál, minthogy egyetlen tranzisztorral szépen meg tudjad valósítani: a celláról elég kis szintű és differenciális jelet kapsz, ráadásul az átlag Arduino-k ADC-je 10-bites. Az említett modul ezt magában megoldja, és 24 (effektív ennél nyilván valamivel kevesebb) bites szigma-delta ADC-je van.
-
And
veterán
A kettős tápfesz egy op-amp esetén általában viszonyítás kérdése, hiszen nincs 0V / GND lábuk. De van dedikáltan egytápfeszes (5V körüli) kialakítás, aminél a bemenet is lemehet nulla környékére és a kimenet is rail-to-rail. Pl. a Microchip gyárt ilyeneket, ezek beszerezhetőek a ChipCad-nél, lásd mondjuk az MCP601 típust.
De a HX711 képességeit és árát elnézve annál jobban nem fogsz kijönni.. -
#100315
And
veterán
tordaitibi
#100314
And
veterán
válasz
tordaitibi
#100314
üzenetére
Úgy tűnik, hogy ezt neked találták ki: [link].
-
#100295
And
veterán
Donki Hóte
#100293
And
veterán
válasz
Donki Hóte
#100293
üzenetére
Hivatalosan az E96-os (1% tűrésű) sorozatban van névleg 49,9 ohm-os, amúgy a kerek 50-es érték valóban ritka. Pl. a Mouser.com parametrikus keresője talál ilyeneket, de vagy precíziós ( < 1%) kivitelben, vagy olyan tűréssel, hogy lehetne névleg 51 ohm-os is.
-
-
#100197
And
veterán
Donki Hóte
#100195
And
veterán
válasz
Donki Hóte
#100195
üzenetére
Még idegesítőbben villogna, 50 Hz-cel, és bár ugyanakkora pufferkondival nagyobb lenne a hullámosság, mint kétutas egyenirányításnál, a feszültségcsúcs akkor is ugyanott lenne.
-
And
veterán
válasz
Postas99
#99473
üzenetére
Nem tudom, technikailag miféle kártyákhoz kell, mert nem írtad. Az utolsó csak 125 kHz-es tag-ekhez jó, azokat nem nagy kunszt másolni, szokásosan fix kódos kütyük, épp ezért 'komolyabb' beléptetőkhöz nem használatosak. Az NFC-s / 13.56 MHz-es cuccok sokkal összetettebbek lehetnek, és bőven okod köztük olyan típus, amely jelenleg nem klónozható (AES-algoritmust támogat, pl. a Mifare Plus X SL3). A néhány byte-os fix azonosítót, UID-t még csak ki lehet olvasni és emulálni, de a kártya teljes tartalmát nem. Vannak persze kevésbé fejlett védelemmel ellátott NFC-s tag-ek is.
-
And
veterán
válasz
aujjobba
#97858
üzenetére
"Vissza aram meresbe, feltekertem 20mA-re [..]"
Ezt egész pontosan hogyan is tetted ezt? Mi volt a mérési elrendezés? A drain-körben volt valamilyen ellenállás? Csak mert egy (mos)fetet elég könnyű kinyitni, ha a DC-n nagy impedanciás gate-jét piszkálod akár mérőzsinórral, és olyankor elég nagy áram indulhat el, ha nincs korlátozva.
"Neadjisten ha nem kellene folyton atdugdosni a merovezeteket a fesz-es-minden-egyeb/max200mA/max20A dugaljakba, az nagy aldas lenne."
Amúgy meg nem véletlenül vannak dedikált árammérő aljzatok, különösen az ilyen 20 amperes méréshatárokhoz. Gondolj bele, ha csak a méréshatárváltó kapcsolótól függene az áramút, akkor azon át is kellene zavarni ezt a rengeteg áramot. Az a kapcsoló meg nem amperekre van kitalálva, és a hozzá vezető pcb-sávok sem. Sokkal egyszerűbb, ha van egy külön aljzat, amit egy sönttel, mérőellenállással összekötnek a közös / GND-aljzattal. Eddig csak olyan DMM-jeim voltak, amelyeknél ez a 10 vagy 20A-es méréshatár nem is volt biztosítva. A kisebb áramú persze igen, de 25 év alatt talán 1-2 alkalommal kellet csak üvegbiztit cserélni bennük, és akkor is én voltam a hiba okozója, nem a műszer. -
-
And
veterán
válasz
Atis45
#97222
üzenetére
Mivel a ledek fényárama (a "lumen érték") a nyitóirányú áramukkal közel lineárisan változik, a nyitófeszültségük pedig nagyjából állandó, félteljesítményű lineáris meghajtás fele fényáramot eredményez. Nagy meredekségű PWM-meghajtásnál ez fokozottan igaz, mert annál nincs köztes állapot, csak kellően gyors ki/be kapcsolgatás.
-
And
veterán
válasz
atesss
#96410
üzenetére
A linkelt FET-modulhoz két megjegyzés: az első, hogy bár méretben és árban sem vészes, de az optocsatolós leválasztás ide kicsit erőltetettnek tűnik. A második lényegesebb: ez egy N-csatornás MOSFET-et tartalmaz, vagyis low-side kapcsolóként alkalmazzák, ahogy az a kész modul rajzáról is kiderül. Ez azért lehet probléma, mert csak a 0V / GND ágat képes megszakítani, nem a pozitív 12 V-os tápot, ami nem szerencsés, a tach / FG-kimenet szempontjából sem. Lehet, hogy nem okoz gondot (vagy épp ventifüggő), de mi nem így csináltuk egy komolyabb PWM-vezérlőnél a lekapcsolást, hanem NPN-bipolár + P-MOSFET-tel vettük el a pozitív tápját.
-
And
veterán
válasz
atesss
#96407
üzenetére
Mivel a tach-jel itt is a szokásos nyitott kollektoros kivitelű, elvileg közösíthető több ventilátorra. A megkötés annyi, hogy külső ellenállással legfeljebb 12,6 V-ra húzható ez a kimenet, és a belső vezérlő tranzisztor kollektorárama max. 5 mA lehet. Ezért a felhúzó értéke nagyságrendileg 4,7...10 kΩ legyen. Ha véletlenül több venti menne párhuzamosan, akkor persze összekapuznák a tach / FG-jelet, fals fordulatszámmérést eredményezve, de egyéb problémát nem okozna és nálad ez elvileg nem is fordulhat elő.
-
#90047
And
veterán
tordaitibi
#90043
And
veterán
válasz
tordaitibi
#90043
üzenetére
Itt linkeltem egy ilyen projektet: [link]. Ez egyébként elégé pazarló ebben a formában, hisz a kapac-telepben rengeteg energia marad vissza, ha nem sütjük ki teljesen. Erre a feladatra léteznek megfelelő integrált vezérlők, amelyek képesek kihasználni a kapacokban tárolt energia nagy részét. Ja, és ez dedikáltan nagy áramot leadni képes szuperkapac típus, nem az a régi goldcap-sorozat, ami csak gombelem helyettesítésére való (mert ezekhez képest óriási belső ellenállással rendelkezik).
-
And
veterán
Ha az utóbbi mondatod igaz lenne, akkor nem bíbelődnének az ilyen irányú fejlesztésekkel. Nem létező problémára nem szokás megoldást kínálni
. Attól, hogy a népek az arduino- meg ESP-klónokra vannak rágyógyulva, még más is létezik (igaz, ezt nem is vitattad), és másnál is lehet ilyen igény. Én nem voltam sosem rászorulva, mert nekem az ICSP + égető használata sokkal egyszerűbb. Arduino-t azért nem használok, mert nincs szükségem a komplett modulra. Ha wifi / ethernet vagy egyéb extra kellene, akkor talán egyszerűbb lenne egy szerelt modullal fejleszteni. Egy minimális programtárral rendelkező 8 (vagy akár 6) pines tok képességei viszont eléggé limitáltak, ott túl sok lehet a 'veszteség', amit egy bootloader okoz. -
And
veterán
válasz
Reggie0
#89928
üzenetére
Addig oké, hogy a Microchip-nek is van bootloader megoldása szinten minden sorozatra, de még nem találkoztam olyannal a nagyobb forgalmazók árlistáján, hogy pl. egy 8-bites nyers PIC tokot - nem valamilyen kész modult, amin több alkatrész is van - előre installált bootloaderrel együtt áruljanak. Ettől még létezhet, mert miért ne, a korábbi Atmel-es termékvonalat is a Microchip viszi tovább.
-
And
veterán
válasz
lanszelot
#89925
üzenetére
Röviden: a bootloader is csak egy program, aminek - az ilyen jellegű mikrokontrollereknél - az elsődleges célja, hogy magára tudjon húzni 'felhasználói' programot, általános esetben a soros portján (ami egy külső USB-UART mellett fizikailag USB is lehet) keresztül, egy PC-vel összekötve. Amikor az ember egy nyers uC tokot vesz, azon semmilyen kód nincs, ezért valahogy a bootloadert is fel kell tölteni rá egy 'égető' hardverrel. Csakhogy ez nem egy kötelező tartozék, mivel a felhasználó is programozhat égetővel, bootloader nélkül. Ezzel megspórolható némi erőforrás (a bootloader által használt I/O-pinek, az UART, mint belső periféria, illetve a loader tárhelye programtárban). Egyszerűen nem mindig van rá szükség: ha a kedvenc fejlesztőrendszerünket használnák a nekünk való programnyelvvel, és van égetőhardverünk, akkor nincs szükségünk bootloaderre.
-
And
veterán
válasz
t72killer
#89690
üzenetére
Ha ránézünk szinte bármelyik, névleg 365 nm-es led adatlapjára, akkor azt látjuk, hogy a spektrális csúcsa eleve nem egy pontos érték, 5..10 nm-t simán szórhat a névlegeshez képest. A másik, hogy - ez a ledekre általánosan jellemző - a lesugárzott UV-spektrum sem egy keskeny vonal, hanem szépen szétterül, félteljesítményre értve 12..15 nm-es szélesség a jellemző még neves gyártóknál is. Ezért a gyakorlatban lehet jócskán átfedés a névleg 365 ill. 385 nm-es típusok színképében, és lehet valamennyi maradék látható fényük (ahogy a CD-nél használt, közeli infravörös 780 nm-es lézernek is, pedig az jóval keskenyebb spektrumú forrás).
-
#89689
And
veterán
tordaitibi
#89686
And
veterán
válasz
tordaitibi
#89686
üzenetére
"Ha a potit megfejelem 10 darab 1Megaohm bemenetű emitterkövetővel vagy bármilyen ME vagy aktív elemmel amiknek pontosan 1 az erősítése, akkor én erősítőt építettem?"
Igen, mivel erősíteni nem csak a feszültséget lehet, hanem az áramot és a teljesítményt is (más kérdés, hogy itt a kötött impedanciák okán konkrétan a feszültségszintet is emelni kell). Az emitterkövető is egy aktív fokozat, meg az egyszeresen visszacsatolt OPA is az.
Ez az egység pedig, mint ahogy többen is próbáljuk kifejteni, nem egy elosztó, a csatornáinak semmi köze egymáshoz. A gyakorlatban ez négy, egymástól teljesen független erősítő egy tokban, még a szintemelésük is külön-külön állítható..
Mod. #89687: Ebben a formában nyilván nem teljesen korrektek azok a műszaki adatok, a kimeneti feszültség különösen. Ahhoz, hogy a távoli végponton is megkapjuk a szabvány 1 Vpp videoszintet, a vonalat nyilván valamivel nagyobb jelfeszültséggel kell indítanunk (ilyen meghajtó erősítőt meg a hosszú kábel 'elején' szokás telepíteni). -
#89682
And
veterán
tordaitibi
#89681
And
veterán
válasz
tordaitibi
#89681
üzenetére
Leírod, hogy nem erősít, aztán pedig legalább kétféleképpen, hogy de mégis..
Amúgy meg idézet a linkelt oldalról: "This product provides amplifier signal from +0dB to +6dB via an adjustable control", valamint: "The SB-2811 is (4) to (4) Composite Video Amplifier (booster) used to drive signals over a long distances via BNC video connectors".
Vagyis ez nem egy illesztett elosztó, hanem négy független csatornás erősítő, hosszabb videotápvonalak meghajtásához.
Teljesítményt muszáj erősítenie. Mivel a videojel kötött forrásimpedanciával rendelkezik és ugyanakkora lezárást igényel (pont mint az antennajel, amire te is hivatkozol), feszültséget is kell erősítenie. Amúgy is elég jól látszódik a dobozka tetején az erősítést beállító 4 db. trimmer potméter. -
And
veterán
válasz
User_2
#89674
üzenetére
Mi lenne a cél? Mert ez a TA8119 nem csupán előerősítő, hanem alacsony tápfeszhez tervezett fejhallgató erősítő nem túl nagy (max. néhányszor 10 mW) kimeneti teljesítményhez.
Eleve sztereó kivitelű, kell az neked?
Az előerősítő fokozatok kihagyhatóak, de a többi nem: a Vreg pin-t 100uF-os kondenzátorral kell GND-re kötni, a Vref pedig - az előfokozat kihagyásakor - a hangerő vezérléséhez mindenképp szükséges, és szintén kell rá egy hasonló kapac.
Ha csak monó végfoknak kell, akkor egy LM386-ossal valószínűleg jobban jársz.
Aryes: talán a hangfrekvenciás tartományban működő, szűrt PWM-kimenet a forrás. -
And
veterán
Teljes nevén IRLR8726. A Lomex webshop-ban pont ilyet nem találtam, de IRLR8743-at igen. Tokozása ugyanaz, határadatokban és Rds_on paraméterében jobb, mint a -8726. Gate-töltése / kapacitása viszont nagyobb annál.
A Mouser-nél megtalálható az eredeti is, van magyar képviselete, de 1-2 darabokat nem kifizetődő tőlük rendelni. -
And
veterán
válasz
Kalandor
#89400
üzenetére
Ez egy Broadband International gyártmányú (mod.: csillapító, linearizáló, illesztő) modul, ami koax-optikai adatátviteli node-ok részét képezi. Utóbbi elég speciális cucc, nyilván nem házilagos felhasználásra készül. Gondolom például kábeltévé-rendszereknél használatos.
-
-
And
veterán
válasz
Gyula84
#88869
üzenetére
Azt innen én sem, de többféle módszer is szóba jöhet: az egyik, hogy a csatlakozó bekötése határozza meg a fizikai felületet (ez a bővebb manualból derülhet ki), a másik, hogy a projekt szerkesztő / letöltő programjában (SKtool) tudod felkonfigurálni a protokollt és hozzá a port típusát. Utóbbi megoldás a valószínűbb.
-
And
veterán
válasz
Gyula84
#88862
üzenetére
Ott van az adatlapján, hogy RS232/422/485. Vagyis szerintem felesleges egy olyan 'problémás' csatolón használni hozzá egy UART-tal rendelkező kontroller mellé, mint az RS485. Egyszerűbb RS232-n összekötni a kettőt, akkor nincs szükséged Rx/Tx váltás vezérlésre, mivel az is teljes duplex átvitelt ad. Illesztő persze kell, mivel az arduino soros portja TTL-szintekkel megy, a HMI pedig valszeg. a szabványos RS232 szintekkel (± 10V körül). Erre egy MAX232 vagy klónja kell, biztos lehet olyan kis pcb-it is venni.
(A Schneider HMI-k eddig messze a legnormálisabbak azok közül, amelyekkel eddig találkoztam.)Mod. #88865 mezis:
A rotary enkóderek nem egy-egy fel-le kontaktust adnak, hanem két, fázisban eltolt impulzust, amelyeknél az irányt a sorrend / fázishelyzet szabja meg. -
And
veterán
válasz
Gyula84
#88854
üzenetére
Annyira nem kell ettől megijedni, mert ahogy nézem, már az arduino standard RS485-könyvára lehetőséget ad e két jel kezelésére (receiver / drive output enable). Ha olyan Modbus lib-et használsz, ami erre épül, vagy eleve be van építve az RS485 támogatása, akkor simán képes lehet ezeket kezelni. Vagy - ha már egyszer ebben a topikban vagyunk - te is kivitelezheted az automatikus Rx/Tx-váltásra alkalmas áramkört, vagy a kész modulon lecserélheted az eredeti MAX485-ös IC-t a megfelelőre.
De megoldás lehet az is, ha a HMI-n van másmilyen egyszerűbb adatvonal, akár RS232 formájában, vagy RS422, utóbbinál sincs szükség irányváltásra, mivel full duplex. Kérdés, miféle az a terminál. -
And
veterán
válasz
Gyula84
#88850
üzenetére
A fizikai szintű összeköttetést (konverziót) biztosítja a szimmetrikus RS485 és az aszimmetrikus UART között ez a panel / IC, mást nem tud. Ami probléma szokott lenne ezzel, az az adás-vétel irányok váltása, vagyis a DE- és /RE-jelek vezérlése a MAX485-ösön. Létezik olyan RS485-meghajtó, ami ezt automatikusan megoldja (pl. MAX13487 vagy -88), ha a master a TTL-oldalon van, de a sima -485 jelű típusok ezt maguktól nem tudják.
-
And
veterán
válasz
demars
#87708
üzenetére
"Úgy gondoltam valamiért, hogy az összes 555 IC lábkiosztása egyforma [..]"
Szerintem ezt jól gondoltad: [link]. Minimális eltérés lehet az egyes változatok és gyártók között - mondjuk ezen a Harris-féle adatlapon az LM- és NE-típusok között pont nincs semmi különbség (mod: a hőmérséklettűrésen felül ) -, de hogy a lábkiosztásuk megegyezik, arra mérget vehetsz. Még a CMOS-verzió (7555) is ugyanazzal a pinout-tal rendelkezik, mint a hagyományos. -
And
veterán
válasz
aujjobba
#87705
üzenetére
PC-s ventivezérlőnél úgy oldottam meg, hogy a vezérlő bekapcsolásakor vagy leállított venti újraindításakor két másodpercen keresztül fixen 75%-ot kap az adott csatorna (már ha ennél kisebb az 'indító' vezérlőjel). Ettől mindenképp elindul. Persze egy ilyen venti más tészta, mint egy hagyományos motor, nem vesz fel nagy áramot, míg nem indul.
-
And
veterán
válasz
ekkold
#87677
üzenetére
(Utánaszámolva igazad van: a teljes körre vonatkozóan csak annyi hibát okozhat az offszet. Ha az áramfigyelő ellenálláson 100 mV esik, akkor ahány millivolt az OPA hibafeszültsége /Vio/, annyi százalék lesz a kimeneti áram hibája. 7 mV-os Vio-nál így 7%-os lesz a végértékre vonatkoztatott hiba, ami valóban 70 mA eltérést jelenthet a vezérelt áramértékben. Viszont ez a hiba állandó, nem függ a bemenettől, így ha a kívánt áram / alapjel csupán 100 mA, abszolút értékben akkor is lehet 70 mA-es eltérés a legrosszabb esetben).
-
And
veterán
válasz
aujjobba
#87682
üzenetére
"Egyébként a kisértékű shunt ellenállást majd a rajta mért fesz 34szeres visszaerősítését mi indokolja?"
Leginkább az alacsony veszteség ill. plusz disszipáció, amit a sönt okozhat. Ez nem műterhelés, hanem egy - a terheléssel soros - segédellenállás, amelyen az árammal arányos feszültség esik, és mi az áramot akarjuk állandó értéken stabilizálni. Vagyis ez minél kisebb, annál jobb. -
And
veterán
válasz
Tankblock
#87674
üzenetére
A sima LM358 ofszetre (Vio) nagyjából megegyezik az eredetivel, emiatt nem éri meg cserélni. Az alacsony ofszetű OPA-k ritkábbak és drágábbak (pl. TLC2272, OP07, OP27, meg ezeken kívül többféle precíziós típus akár 1 µV alatti Vio-val). Van olyan is, amelyiken egy külső potméterrel kompenzálható az offszet, akár az ős 741-esen.
Bár az eredeti típus quad kivitel, technikailag az U1A és U1B pufferfokozatok nem indokoltak a következő ill. megelőző fokozatok impedancia viszonyai miatt. Az OPA-k kimenetét közvetlenül kapaccal terhelni sem túl nyerő, bár ekkora nagyságrendben még elmegy. Az időkonstanst inkább a bemeneti szűrő RC-tagra bíznám.
Amúgy ha nem lineáris üzemű áramgenerátort készítenél, hanem valódi PWM-est, akkor sok ilyen mellékhatástól megszabadulhatnál (kellően magas PWM-frekvencia mellett).
@ ekkold: szerintem ennél sokkal rosszabb a helyzet, pont az U1C sönterősítő miatt. Ha a bemenete legfeljebb 100 mV lehet, és mi azt egy olyan erősítőre bízzuk, amely 33 * 7 (vagy akár csat 33 * 2, tipikus értékű) mV állandó hibával adja vissza a kimenetén, akkor ez visszacsatolt referenciaként nem igazán nyerő.
Mod. @87680: nem is közvetlen meghajtásra kell gondolni, valamilyen meghajtó vagy puffer elfér az MCU és a mosfet közé. -
And
veterán
-
And
veterán
válasz
lanszelot
#87453
üzenetére
Szerintem fennakadtál egy olyan bekötési ponton, ami láthatóan nem megy sehová (mellesleg az ebay-es fotókon is ugyanúgy néz ki a kis pcb, rajta a műgyantázott chip melletti furattal). A segédpanel alsó, a rajzon 1..7-ig jelölt csatlakozópontjait a termékfotók alapján _nem_ a furatokon át kell bekötni, hanem - a panelt átdugva a fő nyáklapon - közvetlenül, vezetékek nélkül kell beforrasztani a főpanelbe a négyszögletű pad-eket összeónozva a főpanel ugyanilyen alakú és pozícióban hozzájuk tökéletesen stimmelő pad-jeivel. A furat amit megnyilaztál, nincs panel széli forrasztható felületre kihozva, és a kis pcb-t úgy kell beilleszteni és forrasztással rögzíteni a nagy pcb-hez, hogy az az ominózus furat / csatlakozás ne is érintkezzen máshoz. Ha be akarták volna köttetni, kihozták volna azt is egy ilyen téglalap alakú forrpontra, de nem tették.
A 8-as és 9-es kivezetést a rajzon és a kis pcb-n a valóságban is a panel túloldalára hozták ki, és ezeket a többivel ellentétben vezetékezni kell (a segédpanel hátoldalán), a főpanel szintén pozícióban lévő csatlakozópontjaihoz:
-
And
veterán
válasz
lanszelot
#87449
üzenetére
Lehet, hogy rossz a szemem, meg a pcb-k is a te kezedben vannak, de én egyszerűen nem látok semmi problémát. A kis pcb bekötése és a sávok elvezetése teljesen megfelel a rajznak:
- pin1 (F2): CD4011 / pin 10,
- pin2 (GND): 0 V / 'tele' fólia,
- pin3: nincs bekötve / NC,
- pin4 (OUT): Q1 bázisa,
- pin5: nincs bekötve / NC,
- pin6 (F1): CD4066 / pin10,
- pin7 (VCC): pozitív táp, D3 - fordított polaritás ellen védő dióda - katódja,
- pin8: CD4066 / pin8, valamint R2 (aminek a 'túloldala' a CD4066 pin 2, 3 és 9),
- pin9: R1, R4 és R5.
Szóval látszólag semmilyen bekötési gond nem lehet ott, a kis pcb 8-as és 9-es pin-jét - az első héttel ellentétben - nem közvetlenül kell a fő pcb-hez forrasztani, hanem rövid vezetékkel. A C104-nek pedig valóban nincs kialakított helye / furata, azt a legegyszerűbben a forrasztási oldalra tudod feltenni a kis pcb pin2-ese és a D3 katód közé, ahogy az ebay-fotón is van. -
And
veterán
válasz
lanszelot
#87440
üzenetére
Elhiszem, hogy kezdőknek zavaró lehet a jelölések keverése, meg a 'hiányzó' alkatrészek. De azért ha közelebbről megnézed, a kis nyák kivezetései tökéletesen stimmelnek pozícióban a nagy / fő nyák forrasztható pad-jeihez, vagyis egyszerű elírásról lehet szó, F1 == K1, F2 == K2 és Vcc== CK. Valószínűleg többféle verzióban készül az a kicsi PCB, és ennél a kivitelnél nem stimmelnek a feliratai.
A "104"-es (minden bizonnyal a kapacitás értékét tartalmazza a jelzés, így az 10 nF-os) kapac is megtévesztő lehet, de ennek nem kell nagy jelentőséget tulajdonítani, mivel az árucikknél közölt rajzon sem szerepel és a szállított PCB-n sincs dedikált helye. Így ránézésre a Vcc (D3 katódja) és a GND közé van forrasztva, vagyis egy egyszerű hidegítő kondenzátor lehet. Nem kritikus alkatrész, anélkül is menni fog. Az eBay-es fotókon sem beültetettnek tűnik, hanem utólag odagányoltnak, az egyik fotón nem is az alkarészoldalon van, hanem a forrasztási oldalra, nem kijelölt helyre szerelték.
A buzzer alatti két lyuk nem 'semmi', viszont ezek valóban nem lábas alkatrész beültetésére szolgálnak, hanem a két réteg közötti átkötések (via-k). -
And
veterán
válasz
ViZion
#87170
üzenetére
Évtizedek óta kattogós Weller TCP-t használok, szinte mindenhez 7-es számú heggyel. SMD 0603-tól a 0805-ön, QFN-en, MSSOP-n, TQFP-n és SO-n keresztül a TH (lábas) alkatrészekig kábé mindenre jó, 0.3-astól az 1mm-es ónig. Megmértem a DMM-hez kapott K-típusú hőelemmel, 340..365 °C között ingadozott a pákahegy hőmérséklete. Talán nyáklapokból és / vagy vékony ónozott lemezből készült pici dobozokhoz kellett a 8-as hegy, másra nem.
-
And
veterán
válasz
aujjobba
#87160
üzenetére
A C2 egy sima szűrő. A valós kapcsolásban a terheléssel párhuzamosan is van egy 100 μF nagyságrendű kapac, csökkentendő a ventilátor pulzáló feszültségét. Az R3 pedig a szokásos okból, vagyis az OPA tökéletlensége miatt (nem rail-to-rail kivitel) van ott, segítendő a tranzisztor vezérlését.
-
And
veterán
válasz
aujjobba
#87153
üzenetére
Ahogy azon a fórumon is írják, a gond abból adódik, hogy az alkalmazott opamp nem ideális - ugye egyik sem az a gyakorlatban -, a sávszélessége sem végtelen, ezért meggyűlik a baja a meredek fel- és lefutó élekkel (ezért javasolták a passzív RC-tagot a szűrő elé). Én ezt úgy szoktam áthidalni, ahogy utaltam rá: egyszerűen nem aktív szűrőként használom az opa-t, hanem csak pufferként vagy DC-erősítőként.
Egy példa, ez 0/5 V-os, 25 kHz-es PWM-ből kreál 0..12V-os DC-t (ventilátorvezérlő):
A gyakorlatban LM358-as OPA-val jól működik. -
-
#87116
And
veterán
tordaitibi
#87115
And
veterán
válasz
tordaitibi
#87115
üzenetére
A legolcsóbb akkor kapható UNI-T-t (UT210E) vettem meg erre a célra, és teljesen jól használható a maga - 2A-es tartományban - 1 mA-es felbontásával. Megfelelően alkalmazva akár ledáram indikálására is megfelel. Persze ennél nagyobb tartományokat is tud. Melóban van egy itt korábban ajánlott Fluke, ami 100mA-ig 0,01 mA-re bont, mondjuk az már más árkategória.
-
And
veterán
válasz
lanszelot
#86797
üzenetére
Az MK484 egy szimpla AM-egyenesvevő IC (RF-erősítő, demodulátor és AGC fokozatokat tartalmaz). A rezgőkör által biztosított jelet demodulálja. Itt a tekercs az nem egy szimpla induktivitás, hanem maga a ferritrúdra tekert antenna. A rezonanciát és egyben a vételi frekvenciát a hangolókondenzátorral lehet beállítani. Ezt a pontot lehet azzal a képlettel kiszámolni a trimmer kapacitás és a ferritantenna induktivitásának ismeretében. A vevő képességei a felépítéséből adódóan eléggé limitáltak.
-
And
veterán
válasz
aujjobba
#86761
üzenetére
Szerintem tényleg felesleges oda nem csak a tranzisztor, de az OPA is. Az adatlap csak a negatív referenciához, vagy a zajérzékeny alkalmazásokhoz ajánl OPA-t a ref. forrás után, utóbbi esetben is valószínűleg csak azért kell a pufferelés, mert az RC-szűrés után biztosítani kell az alacsony forrásimpedanciát. A Pico (RP2040) analóg inputja adatlap szerint 100 kΩ, az MCP1541 pedig < 1mV / mA terhelési stabilitással rendelkezik. Az OPA a maga ofszethibájával csak 'elrontja' a referenciát, bár ez 1mV-os LSB-nél nem olyan feltűnő hibaforrás.
Az megint egy érdekes dolog, hogy a Pico szeretni fogja-e a 4.1 V-os referenciát, mikor az analóg (és egyben a digitális) portjaira kapcsolható feszültség az ADC_AVDD értékéig mehet, ami névleg 3.3 V. Az abszolút maximum ennél csak 0.5 V-tal magasabb.. -
And
veterán
válasz
aujjobba
#86758
üzenetére
Megfelelhet. Bár a hiba- vagy ofszetfeszültsége nem a legjobb, 12-bites ADC mellé elmegy. Viszont továbbra sem értem, hogy egy OPA, mint pufferfokozat után minek kell még egy emitterkövető kapcsolás, ami szintén puffer. Eleve: milyen forrásból származik az a referencia és milyen ADC-ben (ha jól értem, ez a Pico) köt ki? Ha az eredeti ref-forrás valami erre dedikált cucc, akár egymagában is megfelelő lehet: kellően alacsony kimeneti impedanciájú, az ADC-k meg nem szoktak nagy terhelést képviselni.
-
And
veterán
válasz
aujjobba
#86726
üzenetére
"Egyebkent hihetetlen, hogy egy 12 bites ADC 2-3ezer Ft, hozza egy PIC/AVR megint nem olcso, aztan gondolom a programozasahoz is kell eszkoz.
Ehhez kepest egy raspberry pico-n integralva van az ADC, tud PWM-et, egyszeru szoftverezni, mindezt 1500 forintert nagyjabol."
(Azért tegyük hozzá, hogy sok egyszerűbb kontrollerben is benne vannak ugyanezek: a 12 bites ADC-n és rakás PWM-csatornán felül plusz egy csomó másfajta periféria - ahogy a pico-ban is. Szoftverezni ugyanolyan egyszerű, sok fordító létezik hozzájuk, akad ingyenes is. A programozó hardvert pedig csak egyszer kell megvenni, és nem vág földhöz az ára. A kicsik előnye a rugalmasság /iszonyú sok típus létezik/, a kis fizikai méret /nem kell egy komplett modul, akár SOT23-6 is lehet, de egy SO8 vagy TSSOP14 tok is rengeteget tudhat/, alacsonyabb ár. A 'hátrányuk' pedig az, hogy mostanában igencsak beszerezhetetlenek. Nagyon jó dolog, hogy egy modulban benne van minden is, de sok alkalmazáshoz a többségükre egyszerűen nincs szükség, illetve a körítés is felesleges, elég maga az MCU.) -
And
veterán
válasz
aujjobba
#86695
üzenetére
Valószínűleg azért nem megy, mert ezek az OPA-k közel sem ideálisak, és a kimeneti feszültségük meg sem képes közelíteni a tápfeszültséget már pár mA-es terhelésnél sem. Ez egy bipoláris tranzisztor mellett azért gond, mert egész egyszerűen nem tudja normális tartományban vezérelni a tranzisztort, amelynek a szükséges nyitó- (bázis-emitter közti) feszültsége 0.7 V körüli. Egy PNP-t így képtelen lezárni. Erről úgy is meggyőződhetsz, hogy a szimulátorban szétválasztod a PNP emitterfeszültségét és az OPA pozitív tápját, utóbbit több volttal az előbbi fölé emelve. Mosfet-nél a nyitófeszültség több volt, ott nem feltétlenül jelentkezik ez. Mellesleg a valóságban az 'ős' 741-re is igaz ez, nem csak az LM358-ra (lásd az adatlapokon az output swing v. output voltage high limit paramétert).
Amúgy miért kell ehhez tranzisztor? Ha a meghajtani kívánt terhelés a gyakorlatban is sok kiloohm nagyságrendű, akkor jó esetben maga az OPA is elegendő a puffereléshez. A szimulált kapcsolás inkább egy feszültségvezérelt áramgenerátorra emlékeztet. -
#85773
And
veterán
MasterMark
#85772
And
veterán
válasz
MasterMark
#85772
üzenetére
"Amúgy azt se értem hogy az ellenállás hogy limitálja az áramot, ha amúgy feszültséget ejt."
Feszültséget csak akkor ejt, ha áram folyik rajta, a feszültségesése azzal arányos. Áramot meg úgy limitál, hogy ha egy rendelkezésre álló U feszültségű forrásra csak egy R értékű ellenállást kötünk, akkor azon I= U/R áram folyik. Ha bármilyen más alkatrész sorosan kötünk ezzel az ellenállással, akkor sem alakulhat ki ennél nagyobb eredő áram, mivel a sorba kötött alkatrészek ellenállása összeadódik. Az más kérdés, hogy egy nemlineáris elem - mint bármelyik dióda - nem írható le egy állandó ellenállással (ezért inkább a jellemző nyitófeszültségét számoljuk a körben), de az árama így limitálható. -
And
veterán
válasz
aujjobba
#85766
üzenetére
A T2 dolga annyi, hogy a T1 bázisát mindig azonos potenciálon tartsa. Ha az R2-n eső feszültség a T2 nyitófeszültsége közelébe ér, utóbbi elkezd nyitni és az R1-en keresztül úgy állítja be a T1 bázisfeszültségét (ill. -áramát), hogy az R2-esen - és ezzel a T2 bázisán - ne változzon a feszültségszint. Ha R2 feszültsége állandó, a rajta folyó áram is az lesz, ami pedig közelítőleg a T1 emitteráramával egyenlő, utóbbi pedig (nagy béta paraméter mellett) a T1 kollektoráramával is közelítőleg megegyezik.
A T2 tranzisztort dupla Si-diódával helyettesítve hasonló eredményt kapunk, bár a stabilitás nem lesz olyan jó, mint tranzisztorral: [link]. Persze ez egy tranzisztorral sem precíziós megoldás, de ledáram stabilizálásához teljesen megfelel. -
And
veterán
válasz
Skillet
#85055
üzenetére
Ha nagyobb teljesítményű (terhelhetőségű) ellenállást teszel be, mint a számított disszipáció, azzal nem tehetsz rosszat, csak az ellenállás fizikai mérete lesz nagyobb. Mivel a névleges / maximum terhelhetőség közelében az alkatrész hőmérséklete meglehetősen nagy is lehet, a környezethez képest akár 50..60 °C-szal - vagy még többel, a pontos érték sok tényező függvénye - is növekedhet, nem érdemes kicentizni. Azaz 0,22W valós disszipációhoz nem szerencsés 1/4 watt terhelhetőségű ellenállást választani, inkább nagyobbat. Ellenkező esetben, ha bírni is fogja a melegedést, a megengedett határ közelében nagyon (!) forró lehet a felülete. Ahogy PHM (mod. vagy Ribi, hú de lassú vagyok..) is írta, legalább fél wattos példányokat választanék a 200 mW-ot meghaladó disszipáció mellé.
-
And
veterán
válasz
baly81
#84746
üzenetére
Akkuban tárolt energiamennyiség: V * C= 12 V * 100 Ah= 1200 Wh. Ez egy P = 600 W teljesítményű fogyasztót 1200 Wh / 600 W = 2 órán keresztül lenne képes ellátni, elvileg. A gyakorlatban ekkora (C / 2 áramú) terhelésnél az akku kapacitása már lényegesen kevesebbre adódik, mint a névleges érték, vagyis nem fogja annyi ideig bírni. Ráadásul az inverter hatásfoka sem 100%-os, illetve van valamennyi saját fogyasztása is.
1.) Állandó 100W-os terhelésre ugye az előbbiek értelmében elvi 12 h jönne ki, ez a hatásfokkal rontva mondjuk 8-10 órát jelenthet jó esetben.
2.) Az üzemidőt ez leginkább az inverter hatásfokán keresztül, közvetetten befolyásolja. Magyarán attól függ, hogy az adott inverternek melyik munkapontban mekkora a hatásfoka, arra meg nincs egységes recept. Alacsony terhelésnél a hatásfok általában nem a legjobb.
3.) A nem szinuszos kimenettel sok fogyasztónak gondja lehet (induktív terhelés, motor, PFC-s tápegység, stb.), de maga az inverter is panaszkodhat ilyen típusú fogyasztóval pl. túlterhelésre. -
-
And
veterán
Mármint az zavar, hogy az antenna látszólag egy darab fém, akár hívhatjuk rövidzárlatnak is, hiszen látszólag elég rövid úton fémes kapcsolat van a koax árnyékolása és belső ere között? Nos, valójában az üzem frekvencia (2,4 és / vagy 5 GHz) környékén azon becsatlakozási pontok között a 'fémdarab' 50Ω körüli impedanciát képvisel, még ha ez ránézésre nagyon kevéssé egyértelmű. Ebből is látszik, hogy a mikrohullámú technika milyen sugárzóhosszakat jelent, és hogy mennyire kell ügyelni a bekötésre, felpucolásra, a koax belső erének árnyékolatlanul hagyására.
-
And
veterán
válasz
aujjobba
#84622
üzenetére
Így nem lehet számolni a disszipációt, épp azért, mert a mért feszültség nem DC, még ha a DMM átlagolva is méri (amúgy ez is kérdéses, hogy a kapcsolási frekvencián mennyire igaz). A mosfet kapcsolóüzemben jár, vagyis zárva van (alacsony bemeneti szintnél), vagy pedig nyitva, de ilyenkor marad rajta valamekkora feszültség. Utóbbi alapjában nem a PWM-től függ, hanem az Rds_on csatornaellenállás értékétől. A kapcsolóeszköz által disszipált hő természetesen függ a kitöltéstől, és mint az összefüggésből is látszik, 100%-os értéknél - folyamatosan nyitott mosfet mellett - lesz a legnagyobb.
-
And
veterán
válasz
aujjobba
#84612
üzenetére
De, ebben igazad van. Különben kivitelezhető forrasztós vagy bedugdosós próbapanelen is, utóbbinál forrasztani sem kell - bár ez feltételez egy külső USB UART-ot. Pár dollárét pcb-gyártás is elérhető. De ha mindenképp az ár a legfőbb kritérium (egy darabnál egyik megoldás sem vág földhöz), akkor sem Pico, hanem sokkal inkább az ekkold által is javasolt Arduino nano a nyerő. Bár arra is rá kell forrasztani a szenzort, az USB-je adott, és < 2 USD-ből megvan.
-
#84611
And
veterán
rednifegnar
#84609
And
veterán
válasz
rednifegnar
#84609
üzenetére
"[..] ez a legutolso meg sztem egy olyan modul amibe kell meg egy szenzor, meg valahogy serial porton olvashato."
Valóban kell hozzá egy DS18B20 '1-vezetékes' adatbuszos szenzor, amit < 2 USD-ért szintén megkaphatsz ugyanott, és csak rá kell csatlakoztatni a panelre (3 pin-en: tápfesz, 0V, adatbusz).
84610: Ennyi erővel ehhez e feladathoz egy 4-500 Ft-os PIC is elegendő (ha épp lehet kapni![;]](//cdn.rios.hu/dl/s/v1.gif)
), és azt sem muszáj natív assembly-ben programozni. Magasabb szintű nyelven a lényeg biztosan kitesz úgy 20 programsort.. -
#84608
And
veterán
rednifegnar
#84605
And
veterán
válasz
rednifegnar
#84605
üzenetére
-
#84604
And
veterán
rednifegnar
#84602
And
veterán
válasz
rednifegnar
#84602
üzenetére
Némi pontosítás jó lenne, mert ez egy kicsit túl átfogó elképzelés. Ráadásul több ellentmondást is látok benne: USB-s legyen, de μC nélkül, vagy virtuális soros porton menjen, de ne legyen átalakító, mert csak szívás van vele..
Ha a cél mindössze annyi, hogy adott időközönként beírja egy fájlba a mért hőmérséklet szöveges vagy bináris értékét, akkor az - némi gyakorlat birtokában - tényleg minimális fejlesztéssel megoldható, de akkor is kell hozzá USB UART (legyen az kész külső kábel vagy csak a nyers chip) meg egy kontroller a célszerűen adatbuszos hőmérő áramkörön kívül.
Egyáltalán, a hardvert megépíteni szeretnéd, vagy valami (fél)kész megoldást keresel? -
And
veterán
válasz
aujjobba
#84598
üzenetére
Valóban vannak akár integrált bias-ellenállásokat is tartalmazó bipolárok (BRT-k), és igaz, hogy a bázis-emitter közötti ellenállás módosítja a ki- és bekapcsolási időtartamokat. De ahogy elnézem, a bázissal soros ellenállásra ez ugyanúgy igaz. Erről részletesebb infó egy Toshiba AppNote-ban olvasható: [link]. Maga a fel- és lefutás 10..100 ns nagyságrendű, kikapcsoláskor viszont ehhez hozzáadódik a (töltés)tárolási idő, ami a lefutásnál egy nagyságrenddel nagyobb, és bár az értékét valamelyest csökkenteni lehet, a nagyságrendjén a bias-ellenállások sem tudnak változtatni.
Érdemleges hatása ennek az egésznek csak meglehetősen nagy kapcsolási frekvencián van. Lineáris üzemben pedig teljesen megszokott, hogy a h21 (béta) paraméter szórása miatt a munkapontot egy szem soros bázisellenállás helyett bázisosztóval állítják be, aminek az egyik tagja a bázis-emitter közé kerül. -
And
veterán
válasz
aujjobba
#84594
üzenetére
NPN tranzisztor bázisa nem fog lebegni. Mivel a bipoláris tranzisztor - ellentétben a mosfet-ekkel - áramvezérelt eszköz, a bemenete nem egy pici szigetelő kapacitás, hanem a BE-dióda.
daninet: A konkrét ellenállásokat a tranzisztor típusa és a bemeneti szint (R2, bázisellenállás), valamint az invertert követő fokozat (R1) határozza meg, ill. utóbbi bemeneti impedanciája. Normál kisjelű, nem darlington NPN-nél az R2 néhány 10 kΩ, az R1 pedig néhány kΩ-os nagyságrendű, ha a meghajtott fokozat nagy impedanciával fogadja a jelet. -
And
veterán
válasz
aujjobba
#84570
üzenetére
A kitöltési tényező közvetlenül nem kerül a képbe, legfeljebb áttételesen. Ha annyira lassú fel- és lefutással számolsz, hogy már 10% körüli kitöltésnél is probléma lehet belőle (már alig hagysz meg valamit a valós HI állapotból), az már nem szerencsés, túlságosan alacsony meredekséget feltételez. Egyébként meghajtásra több kiindulási alap is lehet:
1.) Az előírt fel- / lefutási idő, abszolút értékben (frekvenciától függetlenül). Ebből számítható a szükséges áramimpulzus nagysága, meghatározható a meghajtás vagy konkrét meghajtó áramkör típusa.
2.) Adott a maximális meghajtási képesség (áramcsúcs), ebből adódik a minimális kapcsolási idő.
Az könnyen belátható, hogy a kapcsolási frekvencia növekedésével a kellő áramimpulzusok egyre sűrűbbé válnak, fix átkapcsolási idő (limitált áram) esetén a teljes periódusidő egyre nagyobb százaléka jut az 'élekre', az összhatásfok romlik. Ekkor szükséges lehet a meghajtóáram csúcsának növelése. Ha a nem áll rendelkezésre a szükséges áram, de nincs is szükség veszett gyors átkapcsolásra, akkor kompromisszumként elegendő lehet pl. egy, a gate-tel soros áramkorlátozás (ellenállás) bekötése. Magára a mosfet-re nem specifikálnak maximális gate-áramot, a gyakorlatban azt a meghajtás / meredekség, azon kívül egyéb tényezők korlátozzák (pl. parazita induktivitás).
Különben az áramigényt jól számoltad, de ha kikötöd, hogy például a teljes periódus legfeljebb 1%-a lehet a ki- és bekapcsolási idő összesen, még mindig 40 mA gate-csúcsáram alatt jársz. -
And
veterán
válasz
aujjobba
#84566
üzenetére
( "amit ha jol sejtem az I = dQ / dt keplet ad ki hozzavetoleg, ahol dQ a gate toltes, a (t) az eltelt ido (1 / 4500 Hz esetemben). Jol gondolkodok itt?"
Annyiban tévedsz, hogy a gate-kapacitás töltésére (és mellesleg a kisütésére) szánt összes időtartam nem lehet egyenlő a frekvencia reciprokával, utóbbi ugyanis a teljes működési periódusidőt adja. Ha ezen idő alatt végig csak töltenénk / kisütnénk a gate-et, akkor a mosfet folyamatosan lineáris üzemben működne, nem kapcsolóként. Így a rendelkezésre álló idő messze nem lehet 222.2 μs, csak annak a töredéke. Továbbá egy periódusban két - egy fel- és egy lefutó - él is található. Ha azt szeretnénk, hogy a négyszögjel meredeksége relatív nagy érték maradjon, akkor a fel- és lefutást minél gyorsabban /a periódus minél kisebb hányadán belül/ kell intézni, az összefüggésed alapján belátható, hogy a valós meghajtóáram /-impulzusok/ nagysága az általad számoltnál sokkal nagyobbnak kell lennie.
"Van egy kis zavar ekorul a fejemben, mert ugye azt mondjuk a FET-nek nem kell aram, csak feszultseg, de amikor elojon a kapcsolouzem megicsak szamolunk arammal."
Éppen azért kell az áram, hogy a gate-kapacitást feltöltse ill. kisüsse. Maga a kapacitás szigetelő ugyan, de a töltés felvitele /eltolási/ áramot generál. C = Q / U, ebből a Q töltésmennyiségből számoltad az áramot.
Ahogy említették, 4,5 kHz nem számít extrém magas kapcsolási frekvenciának, és abban is igazad van, hogy esetleg egy 555-ös jobban megfelelhet a célra, mivel a kimeneti feszültsége és a terhelhetősége is sokkal nagyobb lehet mint egy akármilyen μC kimeneté.) -
And
veterán
válasz
#68216320
#84416
üzenetére
"A kijelző felső sorában például nem világos, hogy a beállítható "pwm" és "duty" értékek mit állítanak."
Nem sok normális leírást találni erről a (FNIRSI-150 DSO?) szkópról és a kizárólag a terméknév környékén látható "80 kHz-es" PWM-jéről. Ha ez a pwm és duty ott a felső sorban valóban egy-egy beállítható (nem csak kijelzett) érték, akkor nem lehetséges, hogy a kalibráló kimenet paramétereit állítja be? Vagyis esetleg a fő BNC mérőcsatlakozó melletti, névleg 1 kHz-es kalibráló négyszögjelre vonatkozik?
"Magát a szinusz hullám kitöltési tényezőjét értem"
Pedig a PWM-et (mint pulzus szélesség moduláció) alapjában négyszögjelekre szokták vonatkoztatni.
"Illetve a négyzetrács két szélén van 1-1 le-fel mozgatható nyíl (a bal nyilon van egy "1" jelzés) és nem világos, hogy mit csinálnak."
Ahogy később rá is vezetted magad, az egyik (a jobb oldali) nyíl a trigger szintjét mutatja, vagyis azt a beállítható feszültséget, amelynél a hullámforma kijelzése, szinkronizálása indul. Ha ezt kiviszed a mérendő jelalak tartományából, akkor természetes, hogy a jel 'szabadonfutóvá' válik (vagyis eltűnik a stabil kijelzett jelalak).
A másik nyíl talán az Y-tengely - vagyis a feszültség - beállítható eltolását (DC-offset) mutatja. Ezzel lehet olyan változó feszültségű jelet vizsgálni, amelynek nem nulla a közép- (DC-) értéke, vagyis el van tolva. AC-csatolásnál ennek nincs jelentősége, a bemeneti forrás ilyenkor egy DC-blokkoló kapacitással van sorosan kapcsolva.
Továbbra is érdekesek a min/max/ave feszültségek, az Aliexpress képein ugyanis hihető értékek vannak a látható jelalakok mellett, a te példányodon meg kevésbé. -
#84415
And
veterán
Intruder2k5
#84410
And
veterán
válasz
Intruder2k5
#84410
üzenetére
(Addig is, míg nincsenek mérési adatok: az egy érdekes kérdés lehet, hogy mennyire valós ez a "2..3-szoros" szorzó egy adott, régi példány eredeti fogyasztási adataira nézve. Addig oké, hogy egy mai hűtőláda kompresszora eleve kisebb teljesítményű, de azt azért érzésre nem gondolnám, hogy önmagában a kompresszor öregedése ilyen mértékű fogyasztásnövekedést eredményezne. Oké, a szigetelés elöregedett és a termosztát sem úgy kapcsol már, mint régen, így a kompresszor nagyobb időarányban jár, ami összességében nagyobb fogyasztást jelent. De azt gondolom, hogy ez elsősorban nem a kompresszor sajátfogyasztás-növekedésének az eredménye. Mindegy, ki fog derülni. Erről a 'készenléti' fogyasztásról is megoszlanak a tapasztalatok, van amelyik típusnál valóban létezik - pl. olvadékvízfűtés, ahogy olvasom -, de nem mindegyiknél.)
-
And
veterán
válasz
#68216320
#84409
üzenetére
Az oszcilloszkópok általában véve sem pontos DMM-nek készülnek, hanem jelalakvizsgálónak, ez meg csak egy kit-ből épített mini szkóp. Amúgy ha a kép bal oldalán látható min, max és ave (gondolom: átlagos), feszültségeket nézzük, akkor hirtelen egy csomó érdekes adattal illetve ellentmondással lehet találkozni (miközben a szkóp jól láthatóan AC-csatolásra van állítva). Ezekhez képest az az rms-feszültség még egész jónak tűnik
.
.
![;]](http://cdn.rios.hu/dl/s/v1.gif)
), és azt sem muszáj natív assembly-ben programozni. Magasabb szintű nyelven a lényeg biztosan kitesz úgy 20 programsort..
Új hozzászólás Aktív témák
- Apple iPhone 14 Pro 128GB,újszerű, Adatkabel,12 hónap garanciával
- HIBÁTLAN iPhone 14 128GB Starlight-1 ÉV GARANCIA - Kártyafüggetlen, MS4650
- LG 65C3 - 65" OLED evo - 4K 120Hz 1ms - NVIDIA G-Sync - FreeSync Premium - HDMI 2.1 - PS5 és Xbox!
- AKCIÓ! Lenovo Thinkpad L14 Gen 1 notebook - i5 10210U 16GB DDR4 512GB SSD Intel UHD GraphicsW11
- Beszámítás! Asus TUF A17 FA707RR FHD Gamer notebook - R7 6800H 16GB DDR5 512GB SSD RTX 3070 8GB W11
Állásajánlatok
Cég: Laptopműhely Bt.
Város: Budapest